模拟电子技术典型电路速查¶
读图顺序：端口/地 → DC 状态或 Q 点 → AC/功能模型 → 候选解 → 状态与额定复核。表中 \(A_v\) 默认是“表内输入节点到表内输出节点”的拓扑增益；从信号源到负载必须另乘加载：
\[ \frac{v_L}{v_s}= \frac{R_{in}}{R_s+R_{in}}\,A_{v0}\, \frac{R_L}{R_{out}+R_L}. \]若已把 \(R_L\) 并入 \(R_C\parallel R_L\) 或 \(R_D\parallel R_L\)，不可再乘一次负载分压。端口与总增益依据
0. 三条总规则¶
- 候选解不等于答案： 二极管/BJT/MOS/运放都先用候选模型求解，再验 ON/OFF、结偏置、\(V_{DS}\gtreqless V_{OV}\)、输出轨、共模、电流、频率和热；一项失败就换状态/模型。
- DC/AC 分两张图： DC 中耦合/旁路电容开路并保留电源；中频小信号中恒定电源为交流地，足够大的耦合/旁路电容才近似短路。DC/AC 分离
- 条件/适用边界： 下列趋势均针对表中明确的 NPN、增强型 NMOS、理想或低频运放模型；改成 PNP/PMOS、换输出定义或进入高频/大信号时，重画电流方向再列 KCL/KVL。
1. 二极管：整流、限幅、钳位¶
三列都以地为公共参考；中列的 \(+V_R/-V_R\) 网络符号表示另一端接地的理想参考源。两只二极管方向相反，因而输出在 \(\pm(V_R+V_D)\) 附近限幅。电路本体只标器件与端口，导通条件在正文中说明。
| 电路 | 输入端 / 输出端 | 相位 / 极性 / 功能 | 典型传递 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) | DC/状态工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 串联半波整流 | \(v_i\) 对地；\(v_o\) 取 \(R_L\) 上端对地 | 非线性整流，无单一线性相位；图示方向保留正半周，反接则保留负半周 | 恒压降候选：\(v_o=0\)（\(v_i<V_\gamma\)），\(v_o=v_i-V_\gamma\)（\(v_i\ge V_\gamma\)） | 状态相关：OFF 时 \(R_{in}\to\infty\)，ON 时源看入约 \(R_L+r_d\)；\(R_{out}\) 需置零输入后按 ON/OFF 小信号模型测试 | 每一时刻假设 ON/OFF→列 KVL→检查 \(i_D\ge0\) 或 \(v_D<V_\gamma\) | 把完整正半周都算导通；忽略源阻、反向恢复、峰值反压 | 半波整流 |
| 偏置限幅器 | \(v_i\) 经 \(R\) 输入；\(v_o\) 为限幅节点；按所链接图 2-13 的无负载拓扑 | 分段同相：OFF 段输出跟随输入，越阈后由相应参考支路钳位 | 上限约 \(V_{ref,+}+V_\gamma\)；下限由二极管方向与参考源决定 | 非线性、状态相关：两管 OFF 时输入电流为零，\(R_{in}\to\infty\)；某管 ON 时小信号 \(R_{in}\approx R+r_d+R_{ref}\)，其中 \(r_d\) 是导通管小信号电阻、\(R_{ref}\) 是参考源内阻（理想时为 0）。\(R_{out}\) 随状态由这三者共同决定，应置零输入后加测试源求 | 枚举每只管 ON/OFF→求分段式→同时检查所有二极管不等式 | 把限幅与钳位混同；把无负载图擅自加入负载；忘记非理想参考源的 \(R_{ref}\) 会改变导通段 | 偏置对称限幅 |
| 电容钳位器 | \(v_i\) 经 \(C\)；\(v_o\) 为 \(C\) 后节点，\(R_L\) 提供回流 | 波形不反相而整体平移；某一峰值按二极管方向钳到参考附近，理想峰峰值近似不变 | 导通峰值设定 \(v_C\)；关断时 \(v_o=v_i-v_C\)；\(R_LC\gg T\) 时下垂小 | 无单一 DC \(R_{in}/R_{out}\)：两者随频率与导通态变；OFF 时输入经 \(C\) 耦合、输出约由 \(R_L\) 定，ON 时参考源与 \(r_d\) 降低 \(R_{out}\) | 先给 \(v_C(0)\)→判首次导通→求周期稳态→检查 \(R_LC/T\) | 用稳态结果替代启动过程；\(RC\) 太小、源阻太大、方向画反 | 钳位与下垂 |
条件/适用：以上为恒压降、准静态或声明过的周期稳态模型；高频时加入结电容和反向恢复，击穿区必须外部限流。状态假设算法
2. BJT 三组态：CE / CC / CB¶
| 拓扑 | 输入端 / 输出端 | 相位 | 级内典型增益 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) 趋势 | DC→AC 工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| CE，共射，E 旁路 | B 对交流地 / C 对交流地 | 反相 | \(A_{v,b\to L}\approx-g_m(R_C\parallel R_L)\) | 基极约 \(r_\pi\) 再并偏置，偏低/中；输出约 \(R_C\)（有限 \(r_o\) 时修正） | DC 求 \(I_{CQ},V_{CEQ}\) 并验 BE 正偏/BC 反偏；AC 求 \(g_m,r_\pi\)，再乘源分压 | 把 \(-g_mR_C\) 当 \(v_L/v_s\)；忘记加载、Q 点、旁路条件或 \(r_o\) | CE 增益推导 |
| CE，\(R_E\) 未旁路 | B / C | 反相 | \(-\beta R_C'/[r_\pi+(\beta+1)R_E]\)；条件充分才近似 \(-R_C'/R_E\) | \(R_{in,b}\) 增至 \(r_\pi+(\beta+1)R_E\)；单向 \(r_o\to\infty\) 模型下 \(R_{out}\approx R_C\) | 同上，但 AC 保留 \(R_E\)、重算 E 节点 | 未满足 \(\beta\gg1\)、\(g_mR_E\gg1\) 就跳到阻值比；机械写 \(R_C\parallel r_o\) 为精确输出阻抗 | 发射极退化 |
| CC，射极跟随器 | B / E | 同相，\(<1\) | \((\beta+1)R_E'/[r_\pi+(\beta+1)R_E']\) | 输入高，负载约乘 \(\beta+1\) 反射；输出低但取决于 \(R_s\parallel R_1\parallel R_2\) | DC 验有源与两侧摆幅；AC 令 C 为交流地，负载并入 \(R_E'\) | 说“增益恒等于 1”或“输出阻抗恒等于 \(1/g_m\)”；忘记源阻和输出电流 | CC 端口推导 |
| CB，共基 | E / C | 同相 | \(A_v\approx+g_m(R_C\parallel R_L)\)；本征电流传输幅值 \(\alpha\approx1\) | 输入很低，晶体管端约 \(1/g_m\)；输出约 \(R_C\) | DC 给 B 偏置；AC 用旁路令 B 交流地，从 E 注入测试信号 | 把“B 为交流地”说成 B 没有 DC 电压；用低 \(R_{in}\) 接高阻电压源 | CB 推导 |
条件/适用：NPN 正向有源、小信号、中频、耦合/旁路满足近似并默认 \(r_o\to\infty\)。输出摆幅仍须沿实际交流负载线检查截止/饱和。BJT 三组态同尺度表
3. MOS 三组态：CS / SF / CG¶
| 拓扑 | 输入端 / 输出端 | 相位 | 级内典型增益 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) 趋势 | DC→AC 工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| CS，共源，S 旁路 | G / D | 反相 | \(A_{v,g\to L}\approx-g_m(R_D\parallel R_L)\) | 栅本征低频很高，整级约偏置电阻并联；输出约 \(R_D\) | DC 解 \(I_D,V_{GS},V_{DS}\) 并验饱和；AC 求 \(g_m\)、令 S 交流地 | 只见 \(V_{GS}>V_{TH}\) 就称饱和；把栅高阻说成任意频率无限 | CS 推导 |
| CS，\(R_S\) 未旁路 | G / D | 反相 | \(-g_mR_D'/(1+g_mR_S)\) | \(R_{in}\) 仍主要由栅偏置网络定；所声明 \(r_o\to\infty\) 模型中 \(R_{out}\approx R_D\)，退化降低增益、提高线性 | DC 保留 \(R_S\) 稳 Q；AC 也保留并重算 \(v_{gs}=v_g-v_s\) | 只说 \(R_S\) 越大越好，忽略 Q 点、余量和体效应 | 源极退化 |
| SF，源极跟随 | G / S | 同相，\(<1\) | \(g_mR_S'/(1+g_mR_S')\) | 输入高；输出约 \(R_S\parallel1/g_m\)（所声明一阶模型） | DC 验饱和及上/下摆幅；AC 令 D 为交流地、负载并入 \(R_S'\) | 忘记体效应通常进一步降低增益；忽略容性负载和输出电流 | 源极跟随器 |
| CG，共栅 | S / D | 同相 | \(A_v\approx+g_m(R_D\parallel R_L)\) | 输入低，约 \(1/g_m\)；输出约 \(R_D\) | DC 给 G 偏置；AC 令 G 交流地，从 S 注入 | 把低输入阻抗误接高阻电压源；忽略 \(r_o\)/体效应与漏源方向 | 共栅推导 |
条件/适用：增强型 NMOS 在长沟道强反型饱和区、小信号、中频，并声明 \(r_o\to\infty,g_{mb}=0\)。现代短沟道或衬底不随 S 动时须重列模型。MOS 与 BJT 对照
4. 运放八类典型电路¶
| 电路 | 输入端 / 输出端 | 极性 / 功能 | 典型候选关系 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) 趋势 | 状态工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 反相放大 | \(v_i\to R_{in}\to v_-\)；\(v_o\) 对地 | 反相 | \(v_o/v_i=-R_f/R_{in}\) | 信号源看入约外接 \(R_{in}\)；闭环输出低 | 判负反馈→虚地 KCL→验六项边界 | 把虚地接成物理地；越轨后仍用电阻比 | 反相放大器 |
| 同相放大 | \(v_i\to v_+\)；\(v_o\) 对地 | 同相 | \(v_o/v_i=1+R_f/R_g\) | 输入很高；输出低 | 先由分压求 \(v_-=\beta v_o\)→候选→边界检查 | 写成 \(R_f/R_g\) 而漏掉 1；忽略输入共模 | 同相放大器 |
| 电压跟随器 | \(v_i\to v_+\)；\(v_o\) 直接反馈到 \(v_-\) | 同相缓冲 | \(v_o\approx v_i\) | 输入高、输出低，隔离高源阻/低负载 | 验单位增益稳定性、共模、摆幅、电流、容性负载 | 误以为电压增益 1 就没有功率/端口作用，或能驱无限负载 | 电压跟随器 |
| 反相求和器 | 每个 \(v_k\) 经 \(R_k\) 到 \(v_-\)；\(v_o\) | 加权求和并反相 | \(v_o=-R_f\sum v_k/R_k\) | 每路源看相应 \(R_k\)；输出低 | 对虚地列总 KCL→用所有输入之和验轨/电流 | 把理想电压源直接并联；饱和后仍叠加各路实际输出 | 求和器 |
| 四电阻差分器 | \(v_1\to\)反相侧，\(v_2\to\)同相分压；\(v_o\) | 输出差值；匹配时共模理想相消 | \(R_2/R_1=R_4/R_3=k\Rightarrow v_o=k(v_2-v_1)\) | 两输入阻抗有限且不同；输出低 | 先写一般式→验比值/源阻匹配、共模范围、轨 | 只看四阻就写差值；把运放自身 CMRR 与电阻匹配混为一项 | 四电阻差分器 |
| 反相积分器 | \(v_i\to R\to v_-\)，反馈 \(C\)；\(v_o\) | 正输入给负斜率，带记忆 | \(v_o(t)=v_o(t_0)-(1/RC)\int_{t_0}^{t}v_i(\tau)\,d\tau\) | 低频理想闭环输入约 \(R\)；输出低但会随时间撞轨 | 先写电容极性/初值→KCL→求候选斜坡→验轨/SR | 删除初值；忽略失调和 DC 被持续积分；无泄放导致饱和 | 积分器 |
| 同相比较器 | \(v_i\to v_+\)，\(V_{ref}\to v_-\)；\(v_o\) | 大小判断：高/低两态 | \(v_i>V_{ref}\Rightarrow V_{OH}\)，\(v_i<V_{ref}\Rightarrow V_{OL}\) | \(R_{in}\) 高；推挽输出 \(R_{out}\) 低，开集/开漏输出的等效 \(R_{out}\) 由外接上拉与导通管共同决定 | 不用虚短；直接判 \(v_d\) 符号并查输入范围、输出接口、延迟 | 忘记开集/开漏上拉；交越处宣称唯一 0 输出 | 比较器 |
| 反相施密特 | \(v_i\to v_-\)；\(v_o\to v_+\) 经 \(R_1\)，\(v_+\to V_{ref}\) 经 \(R_2\) | 反相双阈值、有记忆 | \(\beta=R_2/(R_1+R_2)\)；\(V_{TH}=\beta V_{OH}+(1-\beta)V_{ref}\)；\(V_{TL}=\beta V_{OL}+(1-\beta)V_{ref}\) | 正反馈，不用线性闭环端口公式；\(R_{in}\) 高，\(R_{out}\) 对推挽型低、对开集/开漏型由上拉决定 | 由当前输出决定当前阈值；上穿 \(V_{TH}\) 翻低，下穿 \(V_{TL}\) 翻高 | 把 \(R_1,R_2\) 系数写反；忘记历史和不对称输出电平 | 施密特触发器 |
条件/适用：理想电阻比只给候选。线性电路必须满足负反馈、高环路增益、未饱和；比较器/施密特是开环或正反馈状态，禁止虚短。虚短状态判定
5. 反馈四组态¶
识别只做两步：输出端跨接取样就是取电压，串入取样就是取电流；输入端形成误差电压属于串联比较，在同一节点比较电流属于并联比较。对应端口趋势是“输入串增并减，输出压减流增”。
| 中文名（输出—输入） | 输入端 / 输出端 | 相位 / 极性 / 典型功能 | 典型闭环传递 | \(R_{in,f}\) / \(R_{out,f}\) | 状态/分析工作流 | 最常见误判 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 电压串联 | 输入比较电压；输出跨接取样 \(v_o\) | 负反馈电压放大；典型同相运放/跟随器为同相，严格符号仍由端口参考决定 | \(A_{vf}=v_o/v_s=A_v/(1+T)\approx1/\beta\)，无量纲；\(\beta=v_f/v_o\) 无量纲 | \(R_{in}(1+T)\) / \(R_{out}/(1+T)\) | 先看跨输出取压，再看输入形成电压差；确认 \(T\) 相位合适 | 只凭返回到“−”端命名；忽略取样网络加载 | 电压串联 |
| 电压并联 | 输入求和节点比较电流；输出跨接取样 \(v_o\) | 负反馈跨阻；典型反相运放按“流入求和点为正”时 \(v_o\) 反相，换箭头则符号随之变 | \(R_{mf}=v_o/i_s=R_m/(1+T)\approx1/\beta\)，单位 Ω；\(\beta=i_f/v_o\)，单位 S | \(R_{in}/(1+T)\) / \(R_{out}/(1+T)\) | 输出电压经网络变反馈电流，在输入节点列 KCL | 看到 \(R_f\) 像“串着”就误称串联混合；把虚地当物理地 | 电压并联 |
| 电流串联 | 输入比较电压；输出支路串入取样 \(i_o\) | 负反馈跨导；\(i_o/v_s\) 的正负由所画电流箭头决定，组态名称本身不固定相位 | \(G_{mf}=i_o/v_s=G_m/(1+T)\approx1/\beta\)，单位 S；\(\beta=v_f/i_o\)，单位 Ω | \(R_{in}(1+T)\) / \(R_{out}(1+T)\) | 明确取样的是 \(i_C/i_E\) 或 \(i_D/i_S\) 哪一个，再看串联误差电压 | 把任意 \(R_E/R_S\) 都叫完整输出电流取样；漏掉电流定义差异 | 电流串联 |
| 电流并联 | 输入节点比较电流；输出支路串入取样 \(i_o\) | 负反馈电流放大；\(i_o/i_s\) 的正负由两个端口箭头决定，不能由“并联”二字推出 | \(A_{if}=i_o/i_s=A_i/(1+T)\approx1/\beta\)，无量纲；\(\beta=i_f/i_o\) 无量纲 | \(R_{in}/(1+T)\) / \(R_{out}(1+T)\) | 圈出输入 KCL 节点与输出串联传感器，分别决定两端趋势 | 只看电阻横竖；混淆中英文命名顺序 | 电流并联 |
条件/适用：四行均采用同一个通式 \(A_f=A/(1+T)\)；\(A\) 与 \(A_f\) 可依端口量分别带无量纲、Ω 或 S，而 \(T=A\beta\) 始终无量纲。\(A_f\approx1/\beta\) 还要求深度反馈 \(|T|\gg1\)、相位合适且闭环稳定。表中端口乘除 \(1+T\) 另要求 \(T\) 在该频带近似正实、取样/混合理想且前向通道近似单向；接近失稳或加载明显时用测试源重算。闭环代数；端口公式边界
6. 差分对与电流镜¶
左列 \(Q_1\) 的集电极与基极短接，右列 \(M_1\) 的漏极与栅极短接；这两条直角连线表示参考管的二极管连接，不是额外器件。说明文字置于图注中，图内导线只表示电气连接。
| 电路 | 输入端 / 输出端 | 相位 / 极性 / 功能 | 典型关系 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) | DC/AC 或状态工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 对称差分对 | \(v_1,v_2\)；单端 \(v_{o1}\) 或差分 \(v_{od}=v_{o1}-v_{o2}\) | \(v_{id}>0\)：\(i_{c1}\uparrow,v_{o1}\downarrow\)，\(v_{o2}\uparrow\)；左单端反相，定义 \(v_{o1}-v_{o2}\) 的差分输出也反相 | 平衡 \(I_C\approx I_T/2\)；\(A_{d,se}=-g_mR_C/2\)，\(A_{d,diff}=-g_mR_C\) | 输入电阻有限，输出节点电阻较高；具体值随单端/差分端口定义、\(R_C\)、器件 \(r_o\)、尾源和负载改变，无普适数值，须在所选偏置与终端下加测试源求 | DC 验两管放大区与尾源顺从；AC 固定 \(v_{cm}\)、输入 \(\pm v_{id}/2\) | 只知道差值不查共模范围；混淆单端和差分输出符号/倍数 | 对称差分对 |
| CMRR 读出 | 同一对输入；必须指定同一输出定义 | 共模理想应被抑制；单端/差分输出的符号与倍率必须分别定义 | \(\mathrm{CMRR}=\lvert A_d/A_c\rvert\)；有限尾阻会造成单端 \(A_{c,se}\ne0\)；完全对称差分读出可消共同量 | 不是新拓扑：\(R_{in}/R_{out}\) 沿用同一差分对及所选单端/差分端口；不得把不同终端的端口值混用 | 分别做固定共模的差模测试和 \(v_1=v_2\) 的共模测试，供电/负载/频率相同 | 用单端 \(A_d\) 除差分 \(A_c\)；把差分输出的理想相消推广到失配电路 | 单端/差分 CMRR 边界 |
| BJT 基本镜 | 参考经 \(R_{ref}\)；输出取 Q2 集电极 | 低侧吸收电流；\(I_{ref}\) 增大使 \(I_{out}\) 同向增大，输出端电流按“流入镜”定义为正 | 理想匹配 \(I_{out}\approx I_{ref}\)；含两份基流 \(I_{out}\approx I_{ref}/(1+2/\beta)\) | 参考端 \(R_{in}\) 有限且通常较低；输出 \(R_{out}\) 高但因 Early 效应有限。二者随偏置、器件参数与外接参考/负载而变，无普适数值，须加测试源求 | DC 求 \(I_{ref}\)→验两管正向有源、输出顺从/耐压/功耗→再评误差 | 把 Q2 集电极误接基极节点；忘记 Early、温差、基流 | BJT 电流镜 |
| NMOS 基本镜 | M1 漏栅短接参考；输出取 M2 漏 | 低侧吸收电流；\(I_{ref}\) 增大使 \(I_{out}\) 同向增大 | \(I_{out}/I_{ref}\approx k_{n2}/k_{n1}\approx(W/L)_2/(W/L)_1\)（后一近似限同工艺） | 参考端 \(R_{in}\) 有限且通常较低；输出 \(R_{out}\) 高但因沟道长度调制有限。二者随偏置、器件参数与外接参考/负载而变，无普适数值，须加测试源求 | 建立共同 \(V_{GS}\)→验 M2 \(V_{DS}\ge V_{OV}\) 与上下额定→查 \(\lambda\)/失配 | “同 \(V_{GS}\) 就绝对同电流”；顺从不足仍套饱和比例 | MOS 电流镜 |
条件/适用：差分公式限平衡点附近、低频、匹配、小差模和正确工作区；镜像关系限匹配同温、顺从充足。高输出阻抗是小信号斜率，不表示输出无需 DC 余量。顺从与 \(r_o\)
7. A / B / AB 与互补推挽¶
| 类别 / 电路 | 输入端 / 输出端 | 相位 / 极性 / 功能 | 增益 / 导通角 / 效率 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) | DC/状态工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| A 类单管功率级 | 控制端输入；集/漏极或变压器/跟随输出，必须指定 | 相位取决于 CE/CS、跟随或变压器接法；器件全周期导通 | 单管导通角 \(360^\circ\)；增益和效率依具体耦合/拓扑，不能给单一值 | \(R_{in}/R_{out}\) 均取决于具体 CE/CS、跟随或变压器拓扑；未指定电路时 N/A | 先选 Q 点和完整负载线→验全周期不截止/饱和→算静态功耗/热 | 脱离耦合方式背“固定最大效率”；忽略零信号也发热 | A/B/AB 对照 |
| B 类互补推挽 | 两管基极受互补驱动；公共发射极为 \(v_o\) | 同相跟随；上管向负载供正电流、下管吸收负电流，各负责一个半周 | 电压增益约 1；每管理想导通 \(180^\circ\)；理想最大效率 \(\pi/4\) | \(R_{in}\) 由 \(\beta\)、负载及驱动状态决定；\(R_{out}\) 低但取决于源阻、\(g_m\) 与导通管 | 按半周判哪只管导通→算峰值电流/双轨功率→验死区、摆幅、驱动、SOA | 以为负载只有半波；忽略 \(V_{BE}\) 死区、关断管耐压和中等摆幅最大耗散 | B 类推挽 |
| AB 类推挽 | 与 B 类同，增加浮动偏置/小发射极电阻 | 同相；过零附近上下管重叠导通，电流极性与 B 类相同 | 电压增益约 1；每管严格 \(180^\circ<\theta<360^\circ\)，端点分别归 B/A 类；效率低于同条件理想 B 类 | \(R_{in}\) 由偏置、\(\beta\) 与负载决定；\(R_{out}\) 低且交越区通常比纯 B 类连续，但仍随偏置/源阻变 | 设静态偏置→测静态电流→扫温度与器件离散→再查交越、功耗、热稳定 | 偏置太小仍失真，太大趋向 A 类并可能热失控；偏置器件不热耦合 | AB 预偏与热稳定 |
条件/适用：\(\eta_{max}=\pi/4\) 只属于理想双轨 B 类、纯电阻正弦和最大无失真 \(V_p=V_{CC}\)；实体还要查峰值 I、关断 V、SOA、\(T_J\)、散热和故障。B 类效率与热
8. 桥式整流 + 电容滤波¶
| 输入端 / 输出端 | 相位 / 极性 / 功能 | 典型关系 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) | 状态工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 只接合规隔离后的低压次级 \(a,b\)；输出 \(p\) 对 \(n\) 为正 | 全波取绝对值式整流，不是线性相位关系；两半周都令 \(p\) 相对 \(n\) 为正，C 峰值充电、峰间放电 | \(f_{ripple}=2f_{line}\)；\(V_{raw,max}\approx V_{sec,p}-2V_D\)；小纹波 \(\Delta V_{pp}\approx I_L/(f_{ripple}C)\) | 周期时变非线性，故无单一 \(R_{in}/R_{out}\)；输入只在充电脉冲内呈低阻取能，输出在导通时由源/二极管低阻钳住、关断时由 \(C\) 与负载决定下垂 | 逐半周圈导通二极管对→求峰值→按关断段 \(C\,dv/dt=-I_L\) 估纹波→验谷值/下级 dropout | 把 RMS 当峰值；只减一只压降；只按平均负载电流选二极管；忽略 ESR、纹波电流和空载峰值 | 桥式整流与滤波；纹波推导 |
安全警告
不得搭建市电带电实验，也不得把面包板接市电。 本指南只分析合规隔离后的安全低压次级；保险、保护接地、绝缘、爬电距离、外壳与认证不由本速查表替代。安全边界
9. 齐纳并联与串联线性稳压¶
齐纳并联稳压依靠支路分流，串联线性稳压则由调整管、基准和误差放大环路主动校正；两者的状态与热约束见下表。
| 电路 | 输入端 / 输出端 | 相位 / 极性 / 功能 | 典型关系 | \(R_{in}\) / \(R_{out}\) | DC/状态工作流 | 最常见失效或误用 | 详细说明 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 齐纳并联稳压 | 安全低压 \(V_{in}\)；\(v_o\) 为齐纳 K 对 A/地 | DC 同极性：输入升高会让输出略升，但增量被齐纳分流压小；\(v_o\approx+V_Z\) | \(I_Z=(V_{in}-V_Z)/R_s-I_L\) | \(R_{in}\) 与 \(R_{out}\) 都随齐纳是否处于规定击穿区、偏置电流、\(R_s\)、源阻和负载而变；稳压区输出电阻较低但非零，无普适数值，须在最坏偏置/负载下加测试源求 | 最小 \(V_{in}\)+最大 \(I_L\) 验 \(I_{Z,min}\)；最大 \(V_{in}\)+最小 \(I_L\) 验 \(I_{Z,max},P_Z,P_R\) | 只写 \(v_o=V_Z\) 不验最坏组合；无串联限流；轻载功耗被忽略 | 齐纳稳压 |
| 串联调整/线性稳压 | 未稳压 \(V_{raw}\) 经 Qpass；输出 \(v_o\) 对地 | DC 同极性稳压；负反馈使输入/负载扰动到输出的增量同向但显著衰减 | \(V_{in,min}\ge V_o+V_{dropout}\)；\(P_{pass}\approx(V_{in}-V_o)I_L\) | \(R_{in}\) 不是固定放大器端口量，随负载、静态电流和控制方式变；环路带宽内 \(R_{out}\) 低，掉压/限流/失稳后不再成立 | 用纹波谷值验 dropout→最大/平均输入验热→验限流、规定电容和环路稳定→分别测线/负载调整 | 只看输入平均值；把滤波当稳压；忽略静态电流、热和电容 ESR/稳定性 | 串联稳压 |
条件/适用：齐纳须在规定击穿电流窗口，串联稳压须未掉压、未限流/过热且反馈稳定。滤波负责储能，稳压负责主动校正，两者不能互相替代。
10. 面试最后 15 秒自检¶
- 我说的是哪两个端口之间的增益？是否把信号源分压和负载分压重复/漏算？
- 我给的是候选解还是已经通过工作区、轨、共模、电流、频率、功率和热的自洽解？
- 差分题的 \(A_d,A_c\) 是否使用同一频率、终端和同一个单端/差分输出定义？
- 输出出现负号，是相位/参考方向，还是模型假设失败？
- 若参数趋零、无穷，或输入减半，结论是否回到合理极限？
配合一页公式表使用：先用本表识别拓扑和状态，再用公式表恢复关系，最后点章节链接复核推导。